• بازدید : 58 views
  • بدون نظر
این فایل در ۱۵صفحه قابل ویرایش تهیه شده وشامل موارد زیر است:

يك آمپلي فاير قدرت (PA) منوليتيك Si براي سيستم ارتباطات شخصي (PCS)- CDMA قادر به ايجاد توان خروجي ۲۸٫۲dBm با ۳۰% بازده افزوده توان و ۴۵dB نسبت توان كانال مجاور در ۱٫۹GHz و ۳٫۶V ولتاژ تغذيه براي اولين بار در اين مقاله ارائه مي شود. PA بكار گرفته شده در يك فرايند ۳۰GHz-Bicmos از يك شماي باياس قابل كنترل با امپدانس به منظور كنترل كلاس كاري و مقاومت باياس طبقه خروجي استفاده مي كند. براي مقايسه هر دو نتايج و داده هاي شبيه سازي شده و اندازه گيري شده نشان داده شده اند.
عبارات متن: مدارات مجتمع آنالوگ BiCMOS- دستيابي چندگانه تقسيم كد، آمپلي فايرهاي قدرت، آمپلي فايرهاي فركانس راديويي.
 
۱- مقدمه
تقويت كننده هاي قدرت راديويي (RF) منوليتيكي (PAS) براي كاربرد در گوشي موبايل از لحاظ نسبتي در قلمرو تكنولوژيهاي GaAs بودند. كوششهائي براي طراحي PAS غيرخطي در هر دو باند فركانس سلولي (۹۰۰MHz) و باند فركانس سيستم ارتباطات شخصي (۱٫۹۶GHz) با استفاده از تكنولوژيهاي Si صورت گرفته است. اخيراً PAS فركانس زياد خطي با استفاده از تكنولوژي ترانزيستورهاي دو قطبي اتصال ناهمگن (HCBT) Sge در بالاي دو باند بالا شرح داده شده اند.
PA براي كاربردهاي دسترسي چندگانه تقسيم كننده كد (CDMA) در باند پايين بايد بتواند ۲۸dBm قدرت (توان) خروجي با PAE 30% (بازده افزوده توان) و ۴۴٫۱dBc نسبت توان كانال مجاور (ACPR) ايجاد كننده در حاليكه CDMA AP در باند بالايي مي تواند ۳۰dBm قدرت (توان) خروجي با ۴۱F% PAE و ۴۶dBc- ACPR ايجاد كنند.
بهرحال مورد  اخير هنوز يك راه حل تركيبي است. بهره RFAS منوليتيك Si از لحاظ هزينه پايين مجتمع سازي با ساير مدارات وسيع و اصلي بر پايه Si داراي مزايائي است. تابحال هيچ گونه Si PCS-CDMA PA منوليتيكي گزارش نشده است.
شماي هدولاسيون سيستم CDMA نيازمند است كه PA استفاده شده در گوشي بصورت زيادي خطي باشد و بنابراين طراحي يك PCS-CDMA PA منوليتيكي با كارآئي (بازده) زياد است.
با استفاده از تكنولوژيهاي Si به دليل تلفات سوبسترا و پارازيتهاي ذاتي زيادشان مشكل است. 
يك Si PCS-CDMA PA منوليتيك قادر به ايجاد توان خروجي برابر با ۲۸٫۲dBm با PAE 30%، ACPR – 45dBc و بهره ۲۱٫۵dB در ۱٫۹GHz و ولتاژ تغذيه ۳٫۶V براي اولين بار در اين مقاله شرح داده مي شود. PA بصورت تراشه روي بورد اتصالي (COB) با قطعات نصب سطحي ارزان قيمت براي هر دو شبكه هاي تطبيق دهنده ورودي و خروجي ساخته شده است. نتايج از يك بورد آزمايشي RF-4 با استفاده از يك سيستم اندازه گيري   بدست آمده اند.
در بخش ۲ يك شماي باياس كردن مرسوم براي طبقه خروجي PA مورد بحث قرار گرفته است. يك شماي باياس كردن كنترل شده با امپدانس براي PA  و مزاياي آن نسبت به روش مرسوم در بخش ۳ ارائه شده است. نتايج شبيه سازي شده و اندازه‌گيري شده PA با شماي باياس كردن كنترل شده با امپدانس در بخشهاي ۴و۵ به ترتيب داده شده اند. مطالب، در آخر، در بخش ۶ نتيجه گيري شده است.
۲- شماي باياس كردن متداول
شكل ۱ يك شكل شماتيك ساده شده يك PA شامل ۲ طبقه اميتر مشترك (Q0,Q1) را نشان مي دهد. شبكه تطبيق دهنده خروجي از خازنهاي C3 تا C5، القاگرهاي L2 و دو خط انتقال يعني هادي هاي موج هم صفحه (CPWS) تشكيل شده است. شبكه تطبيق دهنده ورودي از خازنهاي C6 و C7 و خط انتقال (يعني CPW) ساخته شده است. طبقه ورودي از طريق يك مقاومت روي تراشه R6 با استفاده از ولتاژ باياس V6 به منظور سادگي باياس شده است. يك مدار آينه جريان متداول متشكل از Q2 و Q3 براي باياس كردن طبقه خروجي مورد استفاده قرار گرفته است.
در شكل ۱، Lgnd1 و Lgnd2 و Lgnd3، انداكتورهاي زمين متشكل از سيمهاي اتصالي هستند. L2,L¬۱ انداكتورهاي خارج از تراشه مي باشند. شبكه تطبيق دهنده بين طبقه اي از يك خازن روي تراشه L1,C1 ايجاد شده با استفاده از يك سيم اتصال و يك مدار فيبر مدار چاپي (PCB) تشكيل شده است. C2 يك خازن كنارگذر (bypass) خط روي تراشه مي باشد.
شماي باياس در مورد Q1 موجب ايجاد يك امپدانس سيگنال كوچك تقريباً ثابت (۱MHz) داده شده به تبيين Q1 و يك كنترل تقريباً خطي جريان خاموش كللتور Q1 مي شود و اين در شكل ۲ نشان داده شده است (با  ). هنگامي كه Q0 و Q1 در حالت كاري كلاس AB باياس مي شوند، بهرحال، امپدانس سيگنال كوچك آن كه در ۱٫۹GHz در بيس Q1 نشان داده مي شود بصورت ظرفيتي (خازني) بوده و خيلي از مشابه سيگنال كوچك آن بزرگتر مي باشد (نشان داده شده در شكل ۳)، در حاليكه توان خروجي PAS به ازاء سطوح سيگنال ورودي نيز نشان داده شده اند. مي‌توان ديد كه در توان خروجي نزديك به ۶۰mw، PA شروع به اشباع شدن مي كند و اين ناشي از آن است كه با افزايش قدرت (توان) خروجي، متوسط افت ولتاژ در دو سر امپدانس باياس افزايش مي يابد و اين باعث كاهش در ولتاژ اميتر- بيس Q1 شده و بنابراين آنرا به سمت اشباع شدن مي برد.
  • بازدید : 56 views
  • بدون نظر
این فایل در ۳۴صفحه قابل ویرایش تهیه شده وشامل موارد زیر است:

این تراشه یکی از محصولات شرکت national semiconductor است که بیشتر برای کاربردهای سوئیچینگ ساخته شده است این تراشه یک موج PWM را تولید می کند که با توجه به مدارات داخلی این تراشه ، می توانیم فرکانس این موج را تنظیم کنیم .
تراشه ی LM3524D یک ورژن  بهبود یافته از خانواده ی LM3524 استاندارد است ، که مشخصات آن به طور قابل ملاحظه ای بهبودیافته و پایه هایی نیز برای سازگاری با سریهای موجود دیگر این خانواده ، در این تراشه تعبیه شده است .
ترکیبات جدید بکار رفته در این تراشه ، باعث کاهش مدارهای اضافی خارجی نسبت به سری های قبلی شده است .
این تراشه دارای یک ولتاژ مرجع ۵  v با دقت   می باشد . در این تراشه دو ترانزیستور وجود دارد که می توانند جریانی تا حد ۲۰۰ mA را به مدار خارجی بدهند و با این عمل می توان   را کاهش داد و ولتاژ شکست   را تا حد ۶۰V افزایش داد.
رنج ولتاژ مُد مشترک تقویت کننده خطا می تواند تا حد ۵٫۵V بالا برود که این عمل نیاز به تقسیم کننده مقاومتی از ولتاژ مرجع ۵  v را رفع می کند .
در این تراشه ، خط بایاس مدار از پایه shut-down ایزوله شده است و این از تقویت پالس اسیلاتور  و فرکانس از توزیع شدن بوسیله ی  shut-down جلوگیری می کند و همچنین در فرکانسهای بالا ( حدود ۳۰۰KHz )  ماکزیمم Duty Cycle در خروجی تا حد ۴۴% در مقایسه با ماکزیمم ۳۵% ، Duty Cycle دیگر خانواده LM3524 ها ، بهبود یافته است .
در حقیقت LM3524D ، از طریق پایه ۳ می تواند بطور خروجی سنکرون شود و همچنین یک مدار لَچ   به تراشه اضافه شده است تا که مقدار پالس در پریود حتی در محیطهای نویزی تغییر نکند و ثابت بماند .
در تراشه ی LM3524D موقع ای که یک حالت shut-down اتفاق می افتد حالت فلیپ – فلاپ    T فقط بعد از کلاک پالس اول که به آن برسد تغییر خواهد کرد و این طرح از دو برابر شدن خروجی در یک لحظه جلوگیری می کند و این عمل کاهش قابل ملاحظه ای در اشباع هسته در طرحهای پوش – پول ایجاد می کند .
اگر مطالب گفته شده فوق را بطور مختصر بیان نماییم ، می توان گفت که LM3524D دارای ویژگیهای زیر می باشد :
۱٫ بطور کلی قابل استفاده با خانواده LM3524 استاندارد .
۲٫ دارای رگولاتور ولتاژ درونی ۵  V با دقت   با shut-down حرارتی .
۳٫ جریان خروجی DC تا حد ۲۰۰mA.
۴٫ رنج ورودی مُد مشترک پهن برای تقویت کننده خطا .
۵٫ یک پالس در پریود (جلوگیری از نویز) .
۶٫ بهبود ماکزیمم Duty Cycle در فرکانسهای بالا .
۷٫ جلوگیری از Double Pulse .
۸٫ سنکرون شدن از طریق پایه ۳ تراشه .

۱-۱-۵) شکل ظاهری و دیاگرام اتصال LM3524D :
همانگونه که در شکل (۱-۵) نشان داده شده است ، تراشه LM3524D ، مستطیل شکل و دارای ۱۶ پایه جهت اتصال می باشد در زیر عملکرد پایه های این IC را بوطر مختصر بررسی می کنیم : 
 
شکل ۱-۵ : دیاگرام اتصالات LM3S24D
پایه ی شماره ۱ : پایه غیر معکوس کننده  تقویت کننده خطا است که توسط یک شبکه مقاومتی که به ولتاژ مرجع وصل می شوند ضریبی (کوچکتر از یک) را به این پایه می آورند .
پایه ی شماره ۲ : پایه معکوس کننده  تقویت کننده خطا است که توسط یک شبکه مقاومتی یک مسیر بند ولتاژ خروجی را ایجاد می کند و البته این شبکه مقاومتی نیز مقدار ولتاژ خروجی را تعیین می کنند .
پایه ی شماره ۳ : برای سنکرون کردن این تراشه با تراشه های خانواده LM3524 و دنیای خارج .
پایه های شماره  4 و ۵ : این پایه ها وظیفه محدود کردن جریان خروجی را بر عهده دارند تا جریان از حد خاصی تجاوز نکند و بین این دو پایه مثبت و منفی ، ولتاژی حدود ۲۰۰mV وجود دارد که با استفاده از رابطه ی   می توان با انتخاب مقدار R ، مقدار جریان خروجی ماکزیمم را تعیین کرد .
پایه ی شماره ۶  و ۷ : این پایه ها وظیفه ی تنظیم فرکانس موج ramp ایجاد شده برای اسیلاتور را برعهده دارند ، که پایه ی ۶ به یک مقاومت (  ) و پایه ۷ نیز به یک خازن ( ) متصل می شود .
پایه ی شماره ۸ : این پایه زمین مدار می باشد .
پایه ی شماره ۹ : پایه جبرانسازی  می باشد که وظیفه این پایه ، ثابت نگهداشتن مقدار ولتاژ خروجی در برابر تغییرات در ولتاژ ورودی می باشد و همچنین تغییرات نرم در خروجی تقویت کننده خطا .
پایه ی شماره ۱۰ : پایه ی shut-down تراشه می باشد و وظیفه آن خاموش کردن سوئیچ خروجی در مواقع اضطراری است و اگر یک سیگنال high به آن وصل کنیم در این حالت ترانزیستور اشباع می شود .
پایه ی شماره ۱۱ و ۱۴ : پایه های امیتر ترانزیستورهای قدرت داخلی تراشه هستند  که در حالتی که به ترانزیستور بیرونی برای افزایش جریان خروجی احتیاج نداشته باشیم به فیلتر خروجی وصل می شود .
پایه ی شماره  12 و ۱۳ : پایه های کلکتور ترانزیستورهای داخلی تراشه اند و از طریق این پایه ها ، IC به فیلتر خروجی وصل می شود (ترانزیستورها بصورت یکی در میان ، در مدار عمل می کنند ) البته اگر ترانزیستور اضافی در مدار داشته باشیم . 
پایه ی شماره ۱۵ : پایه ی ولتاژ ورودی است یعنی از طریق این پایه ولتاژ ورودی به تراشه و مدار رگولاتور اعمال می شود .
پایه ی شماره ۱۶ : پایه ی ولتاژ مرجع است که یک رگولاتور ولتاژ ورودی می باشد و از طریق این پایه ما می توانیم کسری از ولتاژ را به پایه ی غیر معکوس کننده تقویت کننده خطا برده و سپس مقدار ولتاژ خروجی را تعیین کنیم .

۲-۱-۵) مدار داخلی تراشه ی LM3524D :
همانگونه که در شکل (۲-۵) نشان داده شده است ، مدار داخلی تراشه ی LM3524D از بخشهای زیر تشکیل شده است که عبارتند از : 
۱٫ رگولاتور ولتاژ درونی 
۲٫ اسیلاتور
۳٫ تقویت کننده خطا
۴٫ محدود کننده جریان
۵٫ بخش خروجی
۶٫ جبرانسازی
  • بازدید : 48 views
  • بدون نظر
این فایل در ۶۱صفحه قابل ویرایش تهیه شده وشامل موارد زیر است:

طراحي تقويت كننده در RF بطور چشمگيري با روشهاي مداري فركانس پايين مرسوم فرق دارد و در نتيجه به بررسي و ملاحظه ويژه اي نياز دارد . علي الخصوص اين واقعيت  كه موجهاي ولتاژ و جريان روي عنصر فعال تاثير مي گذارد ، تطبيق مناسبي جهت كاهش  VSWRو جلوگيري از نوسانات (تغييرات ) نامطلوب را ايجاب مي نمايد . به اين دليل معمولاً اولين قدم براي طراحي اين پروسه يك تحلیل پايداری می باشد که به همراه دواير عدد نويز و بهره جزء اساسي مورد نياز براي بهبود مدارهاي تقويت كننده ای است كه اغلب با مقادیر بهره ، بهره هموار ، توان خروجي ، پهنای باند و شرايط با ياس مواجه مي شود . 
اين فصل براساس مطالب گفته شده در فصلهاي ۲ و۳ توسعه يافته است بطوريكه روابط توان خطوط انتقال خروجي برسی شده است . 
بر هر حال بر خلاف مدار پسيو ، فصل ۹ به ادوات اكتيو مي پردازد بطوريكه به نظر مي آيد بررسي دقيق بهره و فيدبك داراي اهميت اصلي باشد . 
مواردی از قبيل بهره توان يك طرفه و دو طرفه مدار و نمايش گرافيكي آنها در نمودار اسميت ، نقطه شروعی براي آناليز گسترده عملكرد تقويت كننده ترانزيستوري فركانس بالا مي باشد . 
خواننده بايد به انعطاف پذيري نمودار اسميت توجه كنيد . که دايره بهره ثابت ، VSWRو پايداري میتوانند براساس ضرايب انعكاس و امپدانس بحث شده در فصل ۳ روي آن قرار بگيرد . 
بعلاوه حتي آناليز يك نويز هم با تبديل عدد نويز يك تقويت كننده به دوايري كه در نمودار اسميت نشان داده       مي شود؛ قابل برسی است. 
بعد از توجه به ابزار اساسي طراحي ، همچنين فصل ۹ مدلهاي مختلفی از تقويت كننده هاي توان  و مشخصه هاي آنها از قبيل بهره هموار ؛ پهناي باند و اعوجاج دروني را به خوبي اختلافات بين تقويت كننده هاي يك و چند طبقه بررسي مي كند .
 1.9  مشخصه هاي تقويت كننده ها 
شايد مهمترين و پيچيده ترين عمل در تئوري مدار آنالوگ ، تقويت يك سيگنال ورودي از ميان يك مدار ترانزيستوري يك يا چند طبقه است . يك نماي كلي تقويت كننده يك يا چند طبقه که بين شبكه هاي تطبيق ورودي و خروجي قرار گرفته شده در شكل ۹-۱ نشان داده شده است . 
شكل (۹-۱) سيستم كلي تقويت كننده
شبكه هاي تطبيق ورودي و خروجي كه در فصل ۸ بحث شده اند نيازمند كاهش انعکاسهای نامطلوب بودند و در نتيجه نياز به بهبود انتشار توان داشتند . 
در شكل ۹-۱ تقويت كننده توسط ماتريس S خودش در يك نقطه با ياس DC ويژه رسم شده است. بر حسب عملكرد ويژه ، ليست زير از يك سری پارامترهاي کليدی  تقويت كننده تشكيل شده است. 
بهره و اندازه  بهره (برحسب dB ) 
فركانس كاري و عرض باند (برحسب Hz) 
توان خروجي (برحسب  dBm) 
شرايط انعكاس ورودي و خروجي (VSWR) 
عدد نويز (برحسب dB) 
بعلاوه بايد اينطور در نظر گرفته شود كه چنين پارامترهايي بعنوان اعوجاج دروني؛ توليد هارمونيك ، فيدبك و اثرات گرمايي مي كند كه همه آنها مي تواند در عملكرد تقويت كننده تاثير بگذارد . 
براي طراحي پروسه تقويت كننده به صورت سازمان يافته ، ابتدا نياز به چند تعريف براي روابط مختلف توان داريم . اين كار توسط چندين ابزار اناليزي مهم كه نيازمند تعاريفي براي پايداري ، نويز؛ بهره و عملكرد VSWR هستند انجام مي گيرد . 
وجه مشترك همه چهار مورد بالا اين است كه آنها مي توانند توسط معادلات دايره بيان شوند و در نمودار اسميت به نمايش در آيند . 


۲ـ۹   روابط توان تقويت كننده 
۹-۲-۱   منبع RF 
چندين تعريف براي بهره توان وجود دارد كه همه آنها براي درك چگونگي عملكرد تقويت كننده RF ، بحراني هستند بدين دليل به ما اجازه دهيد تا شكل (۹-۱) را براساس روابط ناشي از توان بررسي كنيم . 
با فرض اينكه دو شبكه تطميق در امپدانس منبع و بار وجود دارد . سيستم به صورت شكل (۹-۲-a) خلاصه مي شود . نقطه شروع برای آناليز توان ، منبع RF متصل به شبكه تقويت كننده است . 
براي قرار داد نشان داده شده در شكل (۲ـ۹) بحث مطرح شده سيگنال در بخش ۵٫۴٫۴   را (۸۲٫۴ و ۸۳٫۴  را ببنيد) باز خواني مي كنيم و براي ولتاژ منبع مي نويسيم : 
(۱ـ۹)                            


        a)  شماتيك مختصر شده يك تقويت كننده يك طبقه              b ) گراف جريان سيگنال 
                         شكل (۲ـ۹) منبع و بار متصل به يك شبكه تقويت كننده يك طبقه
موج توان تابشي در رابطه با   توسط :
 (2ـ۹)                                           
داده شده است كه توان تابشي بسوي تقويت كننده است .
توان ورودي واقعي Pin ديده شده در ترمينال ورودي تقويت كننده از امواج توان تابشي و انعكاسي تشكيل شده است ، كه با كمك ضريب انعكاس ورودي   مي توانيم  بنويسيم : 
(۳ـ۹)                   
حداكثر انتقال توان از منبع به تقويت كننده زماني حاصل مي گردد كه امپدانس ورودي بصورت مزدوج مختلط تطبيق شده باشند .   يا برحسب ضريب انعكاسي ،   باشد . 
تحت شرايط ماكزيمم انتقال توان ما توان قابل دسترسي PA را تعريف مي كنيم : 
(۴ـ۹)         
اين عبارت وابستگي به   را روشن مي سازد . اگر Fin و   از (۲ـ۹) و (۴ ـ ۹) ديده مي شود كه   
۲-۲-۹   بهره توان انتقالی 
اكنون مي توانيم بهره توان انتقالي    را بررسي كنيم كه بهره تقويت كننده اي كه بين منبع و بار قرار دارد را تعيين مي كند . 

  =          توان تحويلي به بار            =  
توان قابل دسترسي از منبع

يا با     بدست مي آوريم : 
(۵ .۹)                             
در اين عبارت بايد نسبت   ، تعيين گردد . با كمك مطالب بحث شده در بخش d .4 .4 و بر اساس شكل (۲ـ۹) بدست مي آوريم :       
 (a6 ـ.۹)                       
(b6 ـ ۹)                      
و نسبت مورد نياز در نهايت بصورت زير بدست مي آيد . 
(۷ـ ۹)                         


با جايگذاري (۷ .۹) در (۵ .۹) نتيجه مي شود : 
(۸ـ۹)                          
كه با تعريف فوق ضرايب انعكاسي وردي و خروجي مي تواند به شكل تازه اي در آيد ( شكل ۲ـ۹ را ببينيد ) 
(a 9 ـ ۹)                      
(b 9ـ ۹)                        
با اين دو تعريف ، دو عبارت براي بهره توان انتقالي بدست خواهد آمد : 
ابتدا با ادغام کردن  (a9 .9) در (۸ . ۹) ديده مي شود كه : 
(۱۰ ـ۹)                               
ثانياً با استفاده از (b 9 . 9) در (۸ .۹) عبارت زير نتيجه مي شود : 
(۱۱ـ۹)                              
يك تقريب بكار رفته شده براي بهره توان انتقالي؛ بهره توان يك طرفه ut G مي باشد كه از اثر فيدبك تقويت كننده   صرفنظر مي شود . 
كه فرم (۱۱٫ ۹) بصورت زير ساده مي شود . 
(۱۲ـ۹)                               
همانطور كه در بخش (۱٫ ۴ .۹) بحث شده بود معادله (۱۲ . ۹) اغلب بعنوان پايه اي براي بهبود تقريب طراحي ها براي يك تقويت كننده و شبكه هاي تطبيق  متصل شده به ورودي و خروجي آن استفاده مي گردد  . 

(۳ .۲٫ ۹) ساير روابط توان 
بهره توان انتقالي اساسي ترين عبارتي است كه ساير روابط مهم توان از آن نتيجه گرفته مي شوند .
بعنوان مثال بهره توان قابل دسترسي براي بار طرف تطبيق   بصورت زير تعريف مي گردد : 
توان قابل دسترسي از تقويت كننده  =  
                               توان قابل دسترسي از منبع
و با استفاده از (۱۱-۹) خواهيم داشت :
(۱۳ ـ۹)               
پيش از اين ، بهره توان ( بهره توان عملكردي ) بعنوان نسبت توان تحويلي به بار به توان گرفته شده از تقويت كننده تعريف شده بود . 
         توان تحويلي به بار        = G
                                   توان گرفته شده از تقويت كننده

با تركيب (۳ .۹) ، ( ۴ .۹) و ( ۱۰ . ۹) ، بدست مي آوريم :  
(۱۴ـ۹)                     
جالب است كه توجه كنيد (۱۴ .۹) مي تواند توسط قرار دادن    از زمانيكه   می شود بدست  مي آيد . 
مثال زير براي محاسبه تعدادي از اين عبارت براي يك تقويت كننده با پارامترهاي S داده شده آورده شده است .
——————————————————————————————–
مثال (۱ـ۹) روابط توان براي يك تقويت كننده RF‌
يك تقويت كننده RF داراي پارامترهاي S زير مي باشد : 
               بعلاوه قسمت ورودي تقويت كننده به يك منبع ولتاژ با   و امپدانس   وصل شده است . خروجي نيز از يك آنتن با امپدانس   بهره مي گيرد . 
فرض كنيد كه پارامترهاي S تقويت كننده توسط امپدانس مشخصه   اندازه گيري ميشود ، كميتهاي زير را بدست آوريد ؟ 
a) بهره مبدل GT ، بهره مبدل يك طرفه GTU ، بهره قابل دسترسي GA ، بهره توان عملكردي G 
b ) توان گرفته شده از بار PL  ، توان قابل دسترس PA و توان تابشي Pinc براي تقويت كننده . 
حل مثاله :
ابتدا فرض امپدانس مشخصه     ظرايب بازتاب باد و مبنع را پيدا مي كنيم .
 

سپس امپدانسهاي ورودي و خروجي كه در (a9 .9) و (b 9. 9) داده شده اند تعيين مي گردد .
 
 
با جايگزيني مقادير بدست آمده همراه با پارامترهاي s در (۱۱ .۹) (۱۲ .۹) (۱۳٫ ۹) و (۱۴ .۹) بهره مبدل GT ، بهره مبدل يك جانبه GTV و بهره قابل دسترسي GA بهره توان عملكردي G بصورت زير محاسبه مي شوند . 
 
 
 
 
با استفاده از (۲٫ ۹) به همراه (۱ـ۹) اجازه پيدا مي كنيم كه توان جريان يافته در تقويت كننده را پيدا كنيم. 
اغلب Pinc بر حسب  dBm بيان مي شوند كه : 
 
به آساني از (۲ .۹) ما توان قابل دسترسي را به صورت   يا   پيدا مي كنيم . 
در نهايت توان تحويلي به بار برابر است با توان قابل دسترسي ضربدر بهره انتقالی .
اين نتايج در   يا بر حسب  dBm بصورت :
  نمايش داده مي شود . 
جالب است كه يادآور شويم كه بهره توان يك طرفه اغلب به صورت خيلي نزديك با بهره توان انتقالي منطبق            مي گردد . 
همانگونه كه قبلاً نيز بحث شده بود استفاده از بهره تقويت كننده يك طرفه بطور چشمگيري عمل طراحي تقويت كننده را ساده مي سازد . 
۳٫ ۹ ملاحظات پايدار ی
۱٫ ۳٫ ۹ دواير پايداري 
يكي از اولين شرايطي كه يك مدار تقويت كننده بايد با آن روبرو شود عملكرد پايدار در محدوده فركانسي با اهميت مي باشد اين يك نگراني ويژه هنگام سر و كار داشتن با مدارات RF مي باشد . كه منجر به نوسان وابسته به فركانس عملكردي و انتهايي مي گردد . پديده نوسانات مي تواند  داخل يك موج ولتاژ در طول خط انتقال بوجود آيد . 
اگر   سپس اندازه ولتاژ برگشتي (فيدبك مثبت) زياد خواهد شد و باعث ناپايداري مي گردد . 
بر عكس اگر   باشد باعث كاهش ولتاژ برگشتي مي گردد ( فيدبك منفي ) 
اجازه دهيد كه تقويت كننده را بصورت يك شبكه دو قطبي در نظر بگيريم كه از ميان پارامترهاي S و ترمينال خروجي توصيف شده توسط   تشريح شده است . 
سپس پايداري نشان مي دهد كه اندازه هاي ضرايب انعكاسي كمتر از يك هستند بعبارت ديگر : 
(a 15. 9)                       
(b 15. 9)                       
(c 15 .9)                        
كه در آن   براي بيان كردن (a 9. 9) و (b 9. 9) استفاده شده بود . 
از زمانيكه پارامترهاي S براي يك فركانس خاص ثابت شدند ، تنها عاملهايي كه داراي تاثير پارامتري روي پايداري دارند   هستند . 
برای قطب خروجي تقويت كننده ما نيازمند ايجاد  شرايطي هستيم كه معادله (b 15. 9) را بر آورده سازد . 

مقاديرمركب                                                                                                                              ( 16. 9)                
 در (b 15. 9) جايگذاري شده و در نتيجه بعد از تعدادي محاسبه ، معادله دايره پايداري خروجي به صـــورت :                            (17.9)                                                                                                   در مي آيــد كه شـــعاع دايـــره توســط: 
(۱۸٫ ۹)                     
داده مي شود . و مركز اين دايره همانگونه كه در شكل (a 3ـ۹) نشان داده شده در :
(۱۹ .۹)                          واقع شده است . 
بر ای قطب  ورودي با جايگذاري (۱۶ .۹) در (c 15 .9) معادله دايره پايداري ورودي بصورت  :        
(۲۰ .۹)                                                                      بدست مي آيد بطوريكه :

عتیقه زیرخاکی گنج